多通道熱電阻測量中溫度漂移的補償法

摘要：針對溫度測量過(guò)程中的多通道熱電阻溫度漂移問(wèn)題,分別從溫度傳感器的選取、測量方案的設計、實(shí)際測量電路和濾波算法4個(gè)方面給出了具體的解決方案。詳細闡述了后級兩級AD623信號放大及調理電路和AD轉換電路的設計方案，并給出了它與微控制器的應用接口電路。實(shí)際應用表明，該方案滿(mǎn)足分辨率為±0.1℃、精度為±0.2℃的設計要求。
       溫度測量是典型的小信號測量，影響其測量精度的因素很多，如溫度傳感器、恒流源和標準電阻的特性，防雷、運算放大器的失調電壓、放大倍數和零點(diǎn)電壓的漂移，A/D轉換器的誤差等。針對上述影響因素，在實(shí)際測量過(guò)程中需采取相應的措施進(jìn)行溫度漂移的補償。
       某多點(diǎn)溫度測量系統對測量數據的精度要求較高,這就對系統中測量溫度的補償校正提出了較高的要求。分別從溫度傳感器的選取、測量方案的設計、實(shí)際測量電路和濾波算法4個(gè)方面,實(shí)現了較精度高的溫度補償，滿(mǎn)足了系統對測量數據的要求。
1溫度傳感器的選取
       由于鉑在高溫和氧化性介質(zhì)中的化學(xué)、物理性能穩定，而且鉑電阻的輸入-輸出特性接近線(xiàn)性，用鉑電阻制成的溫度計計量精度高，所以本系統選用Pt100鉑電阻溫度傳感器，其電阻值與溫度之間的關(guān)系如下:
a.在0~+850℃范圍:R_T=R0(+At+Bt²);
b.在-200~0℃范圍:R_T=R0[1+At+Bt²+C(t-100)t³]。
上述關(guān)系中,R0=100Ω0℃時(shí)的電阻值),A=3.90802×10^-3,B=-5.802×10^-7，C=-4.27350x10-12。
2基于自校正及四線(xiàn)接線(xiàn)的測溫方法
       本系統中，溫度監測點(diǎn)有6個(gè)、測量范圍為-50~+50℃、分辨率為±0.1℃、精度為±0.2C，并且每個(gè)監測點(diǎn)與溫度采集主板由幾十米的導線(xiàn)連接，因此導線(xiàn)的電阻對溫度測量的影響不可忽視。提出如圖1所示的基于自校正思想設計的測溫法和四線(xiàn)制接線(xiàn)法的電阻測量電路解決了這個(gè)問(wèn)題。四線(xiàn)制接線(xiàn)法的電阻測量電路原理是電流源走兩條線(xiàn)圖1的①、②號線(xiàn))，回饋的電壓信號走兩條線(xiàn)圖1的③、④號線(xiàn))，由于電壓回饋線(xiàn)不流電流，因此外接引線(xiàn)沒(méi)有壓降，輸入的電壓信號只是熱電阻兩端的電壓，這樣就消除了引線(xiàn)電阻造成的影響。
       圖1中的3個(gè)電阻上的電壓分別為uil=IsR、ui2=IsR2、uir=IsRT其中Is為恒流源電流，在一段時(shí)間內可認為是一恒定值)。設放大調理電路的電壓放大倍數為Ke，總的零點(diǎn)偏置(含漂移)為Dr。Ke、Df雖有漂移但短時(shí)間內仍可認為其不變，則3路電壓信號經(jīng)放大調理電路放大后的輸出分別為


       同理，將上述結論擴展到A/D轉換后的輸出。在短時(shí)間秒級)內A/D轉換對V01、V02和V0T的影響基本相同，所以轉換后的結果不會(huì )改變三者的相對關(guān)系。設V01、V02和V0T經(jīng)A/D轉換后的輸出分別為D1、D2和DT，則有:

       由此可見(jiàn)，鉑電阻值RT只與A/D轉換后的相對值有關(guān)，漂移對測量的影響被抵消了。本測量方法同樣可以克服長(cháng)引線(xiàn)電阻帶來(lái)的誤差。此方法對整個(gè)電路的漂移都具有實(shí)時(shí)的自校正功.能0.2。并且由于電路中采用了“四線(xiàn)制”接線(xiàn)法，克服了長(cháng)引線(xiàn)電阻帶來(lái)的誤差。
3信號放大及調理電路
       多通道熱電阻信號屬小信號測量，小信號測量是智能儀器儀表和測控中的關(guān)鍵技術(shù)，直接關(guān)系到多點(diǎn)溫度測量系統的測量精度。將前端采集到的溫度信號經(jīng)過(guò)多路模擬開(kāi)關(guān)傳送到信號放大及調理電路進(jìn)行放大，其電路如圖2所示(兩級AD623均采用雙極性+5、-5V供電)。

       AD623的增益G由1腳和8腳之間的阻抗來(lái)決定,其計算式為:

       由式6)可得,信號經(jīng)過(guò)第1級AD623后電壓輸出信號放大了11倍。為了防止信號超過(guò)AD7715的量程(-0.03~2.5V)，特設計第2級AD623進(jìn)行信號調理。第1級AD623的輸出端接到第2級AD623的正輸入端。AD623是2.5V帶隙基準電壓源，其輸出端為+2.5V電壓，通過(guò)可調電阻RP2接第2級AD623的負輸入端。第2級放大倍數可以通過(guò)調節電阻RP3調節，從而使得第2級AD623的輸出量程AD7715的輸入信號范圍)控制在0~2.5V，保證后端AD7715滿(mǎn)量程工作，模數轉換數據更為在正確。
       在實(shí)際測試過(guò)程中發(fā)現第1級AD623放大電路輸出信號穩定,但第2級AD623放大電路輸出電壓值不穩定，漂移幅度在幾十個(gè)毫伏以?xún)?。通過(guò)實(shí)驗證明，第2級AD623放大電路輸出不穩定的原因是AD623這個(gè)器件本身的特性引起的，即AD623對共模信號的抑制能力差。第1級AD623的共模輸入電壓小，但第2級AD623的共模輸入電壓較大，輸入不穩定是由AD623的共模信號輸入引起的。針對這個(gè)問(wèn)題，用表測試第2級AD623的輸出，并調節電阻器RP2，直到表顯示為0,這樣做的目的是對第2級AD623的共模信號進(jìn)行補償。
       通過(guò)以下實(shí)驗驗證兩級放大電路的有效性目，在前端裝設3個(gè)阻值分別為100、110、1200，精度為+0.02%，溫度系數為±2×10^-6。的電阻，接通電源給系統上電，通過(guò)測量第2級放大輸出,標準110Ω電阻的采樣值為標準100Ω和標準1200電阻采樣值的均值，此時(shí)熱電阻信號通過(guò)兩級AD623放大電路得到合理、正確的放大。
4.A/D轉換電路
      經(jīng)過(guò)信號放大和調理電路的溫度采集模擬信號需經(jīng)A/D轉換器轉換為數字信號。而單片機系統中A/D轉換器的轉換誤差較大，這是由于A(yíng)/D轉換器的量化、偏置、增益和非線(xiàn)性誤差導致的，因此A/D轉換器的選取非常重要。由于A(yíng)D7715具有程控放大器和較強的干擾抑制能力及較高的性能價(jià)格等優(yōu)點(diǎn)，所以選取AD7715用于配接熱電阻的溫度變送器的信號測量，AD7715與P89LPC935單片機的接口電路如圖3所示。

       此外，還要注意A/D轉換與多通道開(kāi)關(guān)時(shí)間上的配合，由于數字濾波器具有存儲以前輸入的功能，在8路信號分時(shí)段采樣中，從一個(gè)模擬通道輸入到下一個(gè)模擬通道輸入之間應調用延時(shí)函數延時(shí)幾微秒印,等待信號穩定下來(lái)。
5濾波算法
       本系統的性能要求很高，加上系統所處現場(chǎng).干擾源較多,環(huán)境比較惡劣，為了減少對采樣數據.的干擾，提高系統的性能，需對采集數據進(jìn)行校正，這樣可以使顯示溫度數據更接近實(shí)際值。本系統選用的軟件濾波方法是算術(shù)平均值濾波法，即對信號采集N次，并取N次測量的平均值作為某時(shí)刻的輸出目其數學(xué)表達式為:

6結束語(yǔ)
       設計的多通道熱電阻測量中溫度漂移的補償新方法，已成功應用于大亞灣中微子探測器環(huán)境監控系統中，滿(mǎn)足分辨率為±0.1℃、精度為±0.2℃的設計要求。系統投用以來(lái)工作穩定、可靠。